鉅大LARGE | 點(diǎn)擊量：1116次 | 2020年05月14日
一個(gè)新的200kHz/200W環(huán)保型開關(guān)電源
當(dāng)今，對(duì)額定功率200W以上的高頻實(shí)用型開關(guān)電源在進(jìn)行環(huán)保性能評(píng)估方面都或多或少地存在一些麻煩。它們要么EMI噪聲較大，要么輸入電流諧波超標(biāo)或者在一定的功率封裝密度下溫度特性不好，可靠性差等等。要解決這些問題，一個(gè)途徑是找尋新的性能更先進(jìn)的變換器拓?fù)?，另一途徑就是選擇新工藝，新器件以盡可能滿足環(huán)保性能評(píng)估的要求。
近年來國外某些知名半導(dǎo)體公司花了不少力氣進(jìn)行器件技術(shù)的改造并研發(fā)出一系列有針對(duì)性的性能優(yōu)越的新器件。例如前身為Siemens的Infineon公司近年陸續(xù)地推出專用于解決高頻開關(guān)電源上述問題的一攬子器件。它們包括耐高壓600V，低導(dǎo)通電阻（Rdson）的CoolMOS管（高頻運(yùn)用時(shí)溫升極低，適用作Boost開關(guān)），大電流低耐壓且小Rdson的OptiMOS管（特適用于Buck變換器），pFC?pWM雙合一ICTDA16888（可節(jié)省空間和元件），耐高壓（600V）SiC肖特基二極管（特適用于作Boost二極管）等等。這些器件都有專門特性，假如在開關(guān)電源設(shè)計(jì)中使用得當(dāng)，就會(huì)事半功倍地解決問題，而且成本也得到控制。
作為范例，本文擬向讀者介紹利用上述器件綜合制成的一個(gè)工作頻率為200kHz，功率為200W的符合環(huán)保要求的實(shí)用型開關(guān)電源。它采用第二代的CoolMOSC2作為pFC和pWM的功率開關(guān)，采用SiC肖特基二極管作為pFC二極管，OptiMOS作為同步整流開關(guān)，pFC和pWM的控制由同一塊ICTDA16888實(shí)現(xiàn)。該電源具有寬的輸入電壓范圍(90V～275V)，80％以上的AC/DC變換效率。輸出電壓有兩組:＋5V/20A和＋12V/8.3A，帶有輸出過載保護(hù)和輸出短路保護(hù)。所有功率器件均無須加散熱片，也不要求接最小的輸出負(fù)載。
2電路方塊圖
圖1示出整體電源的工作框圖。它是由pFC和pWM兩部分組成。第一部分是一個(gè)用于功率因數(shù)校正（pFC）的AC／DC變換器，第二部分是由兩個(gè)功率開關(guān)管組成的正激式脈沖寬度調(diào)制（pWM）的DC／DC變換器。pFC級(jí)是一個(gè)Boost升壓變換器，它的用途是在其輸出端供應(yīng)一個(gè)380Vd.c.而同時(shí)在輸入端保持輸入電流為正弦波以獲得功率因數(shù)近似等于1。pFC級(jí)另一個(gè)特點(diǎn)是可以讓電源工作在寬電壓輸入范圍（90V～275V）而無須再加入使整流電路重新配置的電壓范圍開關(guān)。所用的功率器件是兩個(gè)并聯(lián)運(yùn)用的CoolMOS型SpB11N60C2以及一個(gè)SiC肖特基二極管SDB06S60（6A／600V）。
雙管正激式變換器通過耦合變壓器T1執(zhí)行與電網(wǎng)的隔離。在變壓器初級(jí)，功率器件是兩個(gè)CoolMOSSpB11N60C2和兩個(gè)EMCON二極管SDD04E60（4A／600V）。次級(jí)有兩組輸出（5Vd.c.和12Vd.c.），但它們的整流原理有所不同。12V輸出使用的是傳統(tǒng)肖特基二極管整流電路，而5V輸出則使用低壓MOSFETSSpB80N03S2L?03作同步整流來實(shí)現(xiàn)。
pFC和pWM兩部分的功能控制均由一單片集成電路TDA16888來完成。
3結(jié)構(gòu)／散熱片設(shè)計(jì)
本電源優(yōu)點(diǎn)之一是體積小。它由兩塊大小不一的雙面pCB板組成。較大的一塊（18cm×15cm）為主板，裝有各類功率器件和無源元件，并盡量采用占地小的SMD元件。器件沒有使用任何散熱片，熱量的散發(fā)是靠pCB板上的主銅皮將熱能傳遞至下面的一塊金屬平板實(shí)現(xiàn)的。較小的一塊（6cm×3cm）為控制板，裝有控制電路，并垂直地插入到主板上。
4部件功能描述
4．1電源主板
電源主板原理如圖2所示，包括以下幾個(gè)部分：
（1）AC輸入／EMI濾波器
SMpS的輸入電壓是90V～275V（50Hz／60Hz），保險(xiǎn)絲用以在電路發(fā)生故障時(shí)，防止電源進(jìn)一步損壞。輸入EMI濾波器（C86，L1，L4，C24，C25，C26,C2）用以抑制由兩功率開關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)所出現(xiàn)的高頻噪聲。壓敏電阻R30用以抗御來源于電網(wǎng)的高壓浪涌。輸入電源整流器（D1?D4）采用常規(guī)的硅二極管。
（2）pFC變換器
這是一個(gè)具有持續(xù)電感電流流過全負(fù)載的Boost升壓變換器拓?fù)?。開關(guān)頻率為200kHz。輸出電壓近似為380Vd.c.。
pFC的核心部分是Boost電感器L2，開關(guān)管Q1A／Q1B，boost二極管D5和大電解電容C3。為了減少寄生電容，L2是利用單根銅線在一個(gè)環(huán)形鐵粉芯上繞制一層而成。并聯(lián)管Q1A／Q1B是用CoolMOS新工藝做的SpB11N60C2，它們具有高的開關(guān)速度和極低的通態(tài)電阻，這一優(yōu)點(diǎn)在90V低輸入時(shí)，因電路處在大電流和高占空比運(yùn)行，所以就顯得特別重要。雙管并聯(lián)的目的僅僅是為了擴(kuò)大散熱面積以便使pCB板上的熱分布比較均衡。Boost二極管D5是一個(gè)600VSiC肖特基二極管，因它沒有電荷貯存而具有非常好的開關(guān)特性（沒有反向恢復(fù)而且沒有溫度對(duì)開關(guān)特性的干擾）。D82為傳統(tǒng)的硅二極管，用于從最初的整流電壓向電解電容充電，以防止SiC二極管D5在開機(jī)瞬間承受過高的浪涌電流。電解電容C3用于貯存能量以降低二次諧波的電壓紋波，同時(shí)它還必須承受開關(guān)頻率的電流。電容C3A專用于旁路高頻諧波電流。
圖1200WSMpS方塊圖
圖2200WSMpS主板電原理圖
圖3變壓器結(jié)構(gòu)
（3）pWM變換器（雙管正激式）
pWM變換器是一個(gè)雙管正激式變換器拓?fù)?。其運(yùn)行頻率也為200kHz。在初級(jí)一側(cè)的重要部分是Q2A／Q2B和D22／D27。當(dāng)正激晶體管Q2A／Q2B同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，能量通過變壓器傳遞至輸出端。Q2A／Q2B選擇具有高開關(guān)速度的CoolMOSSpB11N60C2。D22／D27則選EMCON樣板二極管。在Q2A／Q2B截止期間，D22／D27是用來鉗位變壓器磁通復(fù)零期間由變壓器漏感所生成的反饋尖峰電壓。變壓器T1由電解電容C3上的直流電壓供電并使輸出與輸入隔離，使用EpCOS出品的RM組合磁芯RM14／N87（見圖3），其初級(jí)繞組用絞合線Litz，次級(jí)用薄銅帶繞制。
為了減少漏電感，初、次級(jí)可采用交錯(cuò)法（Interleaved）繞制。
次級(jí)是12V通道的D20／D21，L3A，L6和C36／C37以及5V通道的Q19／Q21，L3B，L5和C15，C28。其中D20／D21是45V標(biāo)準(zhǔn)的肖基特二極管，它們?cè)趦蓚€(gè)時(shí)序內(nèi)各起用途：D20在Q2A/Q2B導(dǎo)通時(shí)作為整流二極管，D21則在Q2A/Q2B晶體管截止時(shí)作為負(fù)載電流的續(xù)流通道。
（4）同步整流
在5V通道中使用了由三個(gè)低壓30V／80A的OptiMOSSpB80N03S2L?03做成的同步整流器。其控制信號(hào)由次級(jí)出現(xiàn)。兩個(gè)OptiMOSQ19和Q19A是并聯(lián)的，它們共同供應(yīng)“低態(tài)”pWM的續(xù)流電流通道。而OptiMOSQ21則作為串聯(lián)整流之用。在變壓器初級(jí)復(fù)位瞬間，pWM脈沖輸出消失，同步整流器Q19／Q19A通過Q18的體二極管續(xù)流導(dǎo)通。當(dāng)初級(jí)轉(zhuǎn)變?yōu)閷?dǎo)通時(shí)，Q18的柵極（早先處于負(fù)偏）受到次級(jí)繞組電壓經(jīng)電阻R97的驅(qū)動(dòng)，Q18導(dǎo)通使Q19／Q19A截止。而Q21則在R96，L3A和L3B的聯(lián)動(dòng)用途下變?yōu)閷?dǎo)通，開始新一輪的同步整流周期。
4．2控制電路
200WSMpS的控制板電路如圖4所示，它是由混合雙ICTDA16888及其周邊元件組成。
（1）混合雙ICTDA16888
TDA16888是Infineon公司近年研制的新產(chǎn)品，它供應(yīng)對(duì)帶pFC的SMpS的全控制。利用內(nèi)部同步運(yùn)行的pFC和pWM功能，使它適應(yīng)世界范圍的電壓輸入并適用于兩級(jí)離線變換器。其pFC功能可滿足IEC1000?3?2有關(guān)交流輸入電流諧波限量的規(guī)定。它的外圍元件較少，因而能減小整個(gè)電源的造價(jià)。
TDA16888具有確定的pFC特性如下：
——雙環(huán)路控制（對(duì)平均電流和輸出電壓雙敏感）；
——作為輔助電源的附加運(yùn)用方式；
——快速軟開關(guān)推拉式柵極驅(qū)動(dòng)（1A）；
——前沿脈沖寬度調(diào)制；
——峰值電流限定；
——過壓保護(hù)。
其確定的pWM特性為：
——改進(jìn)型電流模式控制；
——快速軟開關(guān)推拉式柵極驅(qū)動(dòng)（1A）；
——軟啟動(dòng)安排；
——后沿脈沖寬度調(diào)制；
——為防止變壓器飽和，最大占空比限定在50％。（2）pFC控制
TDA16888應(yīng)用平均電流控制方式來供應(yīng)有源功率因數(shù)校正。其pFC部分的“心臟”就是一個(gè)模擬乘法器。它為電流誤差放大器Op2出現(xiàn)一個(gè)可規(guī)劃的電流基準(zhǔn)信號(hào)，這個(gè)信號(hào)是由已整流的輸入電源電壓與輸出電壓誤差放大器的輸出相乘而得到的，因此這個(gè)電流基準(zhǔn)信號(hào)既具有輸入電壓的形狀（雙半正弦波）同時(shí)又含控制輸出電壓幅值的用途。通過后續(xù)的Op2以及脈沖寬度調(diào)制器和驅(qū)動(dòng)器，pFC的交流輸入電流就會(huì)變成近似正弦波，功率因數(shù)接近于1。而pFC的輸出電壓也穩(wěn)定在380V。在圖4電路中，電壓誤差放大器（具有電壓敏感和補(bǔ)償用途）的外部電路由R13、R14、R16、C5和C6組成。電阻R4（R4A，R4B）用于監(jiān)測(cè)實(shí)際的已整流輸入電壓。R5、R7、R8、C7和C8是屬于電流誤差放大器的元件，電感電流可通過在主板上的R6的壓降而受到監(jiān)測(cè)。R3、R26可決定pFC的電流限值（近似6.5A）。R11、R12確定了過壓的閾值。
圖4200WSMpS控制板電原理圖圖
（3）pWM控制
TDA16888供應(yīng)一個(gè)改進(jìn)型電流模式控制，它帶來了有效的斜率補(bǔ)償以及加強(qiáng)了對(duì)電壓尖峰的抑制。變換器初級(jí)開關(guān)電流可通過在主板的R15上的電壓降經(jīng)R32，C21低通濾波后，傳送至pWMCS（11）腳中，經(jīng)內(nèi)部放大后將和pWMin（14）腳上的輸出電壓控制環(huán)反饋信號(hào)XS一起雙雙輸入至內(nèi)部pWM比較器C8中作比較，由它們共同決定實(shí)際占空比。C14供應(yīng)pWM部分的軟啟動(dòng)。輸出電壓控制環(huán)的元件R20，R19，IC2等都安放在主板變換器的次級(jí)一側(cè)。其反饋信號(hào)的傳遞是通過一個(gè)低值的光耦合器IC3來完成。
（4）柵極驅(qū)動(dòng)電路
考慮到運(yùn)行頻率很高，我們采用小信號(hào)雙極型晶體管（Q6,Q7,Q10,Q11）和MOSFETs(Q8,Q9,Q12,Q13)組成的分立式高速、大電流驅(qū)動(dòng)級(jí)去驅(qū)動(dòng)pFC部分的功率管（Q1A,Q1B）以及pWM級(jí)的低端功率管（Q2A）。這就是為何在pFCOUT／pWMOUT的原來柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出處再插入史密特觸發(fā)以及后續(xù)的分立式驅(qū)動(dòng)放大器的原因。對(duì)高端功率管（Q2B）的柵極驅(qū)動(dòng)，其信號(hào)同樣從pWMOUT輸出，通過高速光耦合器IC8（SFH6711）傳遞，并由IC9，Q14～Q17加以放大后再輸入Q2B。為獲得對(duì)Q2B的浮地供電電壓Vcctop我們?cè)趐FC扼流圈L2磁芯上多設(shè)置一個(gè)獨(dú)立繞組。
5測(cè)試結(jié)果
5．1效率
在近乎滿載和不同的輸入電壓下測(cè)試的效率見表1。
由表1可見，在輸入電壓最高時(shí)所得效率最高，而輸入電壓最低時(shí)效率最低。其原因在于輸入電壓降低時(shí)，輸入電流會(huì)升高導(dǎo)至輸入整流器，EMI濾波器，pFC扼流圈和pFC電流敏感電阻的傳導(dǎo)損耗新增。當(dāng)開關(guān)管必須通過較高的峰值電流時(shí)，在低輸入電壓條件下pFC開關(guān)管電流的有效值就會(huì)升高。再者，為了使pFC級(jí)在啟動(dòng)時(shí)有一個(gè)較快的建立速度，晶體管以有效占空比兩倍的ton時(shí)間開關(guān)著，亦即晶體管的導(dǎo)通時(shí)間加長引起其電流加大從而也引起pFC級(jí)的開關(guān)損耗升高。由于pWM的供電電壓是從pFC輸出并經(jīng)過予穩(wěn)壓，故pWM級(jí)的特性與輸入交流電壓無關(guān)。
表1效率測(cè)試結(jié)果
圖5傳導(dǎo)噪聲測(cè)試
(a)AV平均值檢波噪聲譜線(b)Qp準(zhǔn)峰值檢波噪聲譜線
再者，由于pWM采用帶光耦合器和可變穩(wěn)壓ICTL431作為輸出穩(wěn)壓反饋電路，其負(fù)載－穩(wěn)壓調(diào)整率也是很好的，為獲得穩(wěn)定輸出電壓無須對(duì)負(fù)載大小提出額外要求。
5．2功耗的分布
最大功耗發(fā)生在滿負(fù)載和低交流輸入電壓條件下。這時(shí)的運(yùn)行點(diǎn)為：Vin=90V，pin=224W，pout=180.5W，功耗ploss=43.5W
利用被測(cè)部件的溫度可估算出功耗的分布見表2。
表2功耗分布
為測(cè)試整機(jī)開關(guān)電源的傳導(dǎo)噪聲，我們根據(jù)CISpRpublication16,1977所規(guī)定的對(duì)EMI噪聲的測(cè)試方法，使用EMI接收機(jī)FMLK1518以及一個(gè)電源阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)（LISN）NSLK8128進(jìn)行測(cè)試，結(jié)果如圖5所示。測(cè)試條件：Vin=230V,pout=181.4W,整機(jī)電源放在金屬盒內(nèi)。
由圖5可見，所測(cè)出的EMI噪聲譜線均在正常限值之下。
